電動汽車充電器電路拓?fù)?二)

www.mydingqi.com 來源：電源技術(shù)應(yīng)用　　　電動車商情網(wǎng) 作者：俠名類別：電動車維修時間：2004-5-31

3 對感應(yīng)耦合充電變換器的要求根據(jù)SAE J-1773標(biāo)準(zhǔn)給出的感應(yīng)耦合器等效電路，連接電纜和電池負(fù)載的特性，可以得出感應(yīng)耦合充電變換器應(yīng)當(dāng)滿足以下設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)。 3.1 電流源高頻鏈感應(yīng)耦合充電變換器的副邊濾波電路安裝在電動汽車上，因而，濾波環(huán)節(jié)采用容性濾波電路將簡化車載電路，從而減輕整個電動汽車的重量。對于容性濾波環(huán)節(jié)，變換器應(yīng)當(dāng)為高頻電流源特性。此外，這種電流源型電路對變換器工作頻率變化和功率等級變化的敏感程度相對較小，因而，比較容易同時考慮三種充電模式進(jìn)行電路設(shè)計。而且，副邊采用容性濾波電路，副邊二極管無須采用過壓箝位措施。 3.2 主開關(guān)器件的軟開關(guān) 感應(yīng)耦合充電變換器的高頻化可以減小感應(yīng)耦合器及車載濾波元件的體積重量，實現(xiàn)電源系統(tǒng)的小型化。但隨著頻率的不斷增高，采用硬開關(guān)工作方式的變換器，其開關(guān)損耗將大大增高，降低了變換器效率。因而，為了實現(xiàn)更高頻率、更高功率級的充電，必須保證主開關(guān)器件的軟開關(guān)，減小開關(guān)損耗。 3.3 恒頻或窄頻率變化范圍工作感應(yīng)耦合充電變換器工作于恒頻或窄頻率變化范圍有利于磁性元件及濾波電容的優(yōu)化設(shè)計，同時，必須避免工作在無線電帶寬，嚴(yán)格控制這個區(qū)域的電磁干擾。對于變頻工作，輕載對應(yīng)高頻工作，重載對應(yīng)低頻工作，有利于不同負(fù)載情況下的效率一致。 3.4 寬負(fù)載范圍工作感應(yīng)耦合充電變換器應(yīng)當(dāng)能夠在寬負(fù)載范圍內(nèi)安全工作，包括開路和短路的極限情況。此外，變換器也應(yīng)當(dāng)能夠工作在涓流充電或均衡充電等模式下。在這些模式下，變換器都應(yīng)當(dāng)能保證較高的效率。 3.5 感應(yīng)耦合器的匝比原副邊匝比大可以使得原邊電流小，從而可采用更細(xì)線徑的功率傳輸電纜，更低電流定額的功率器件，效率獲得提升。 3.6 輸入單位功率因數(shù) 感應(yīng)耦合充電變換器工作在高頻，會對電網(wǎng)造成諧波污染。感應(yīng)充電技術(shù)要得到公眾認(rèn)可，獲得廣泛使用，必須采取有效措施，如功率因數(shù)校正或無功補償?shù)燃夹g(shù)，限制電動汽車感應(yīng)耦合充電變換器進(jìn)入電網(wǎng)的總諧波量。就目前而言，充電變換器必須滿足IEEE5191992標(biāo)準(zhǔn)或類似的標(biāo)準(zhǔn)。要滿足這些標(biāo)準(zhǔn)，加大了感應(yīng)耦合充電變換器輸入部分及整機(jī)的復(fù)雜程度，增加了成本。而且，根據(jù)不同充電等級要求，感應(yīng)耦合充電變換器可以選擇兩級結(jié)構(gòu)（前級為PFC＋后級為充電器電路）或PFC功能與充電功能一體化的單級電路。 4 變換器拓?fù)溥x擇根據(jù)SAE J-1773給出的感應(yīng)耦合器等效電路元件值，及上述的設(shè)計考慮，這里對適用于三種不同充電模式的變換器拓?fù)溥M(jìn)行了考察。如圖2所示，電動汽車車載部分包括感應(yīng)耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容?濾波電路。首先，對直接連接電容濾波的整流電路進(jìn)行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個繞組，增加了車載電路的重量和體積；全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進(jìn)入電網(wǎng)的總諧波量不會超標(biāo)，這里采用的是單獨設(shè)計的PFC級。低功率時，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。如前所述，充電器設(shè)計中很重要的一個考慮是感應(yīng)耦合器匝比的合理選取。為使設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)化，按3種充電模式設(shè)計的感應(yīng)耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動汽車插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數(shù)的因素包括功率范圍寬，電氣設(shè)計限制和機(jī)械設(shè)計限制。典型的耦合器設(shè)計其副邊匝數(shù)為4匝。對于低充電等級，一般采用1∶1的匝比，對于高充電等級，一般采用2∶1的匝比。對于30kW·h以內(nèi)的儲能能力，隨充電狀態(tài)不同，電動汽車電池電壓在DC200～450V范圍內(nèi)變化，變換器拓?fù)鋺?yīng)當(dāng)能夠在這一電池電壓變化范圍內(nèi)提供所需的充電電流。 4.1 充電模式1 這是電動汽車的一種應(yīng)急充電模式，充電較慢。按這種模式設(shè)計的充電器通常隨電動汽車攜帶，在沒有標(biāo)準(zhǔn)充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據(jù)這些要求，可采用單級高功率因數(shù)變換器，降低整機(jī)體積，重量，降低成本，獲得較高的整機(jī)效率。有兩個方案：兩個開關(guān)管的隔離式Boost變換器。在不采用輔助開關(guān)時，單級Boost級電路提供PFC功能并調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)輸入電壓為AC120V時，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數(shù)為4匝，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍為DC200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。當(dāng)原邊開關(guān)管S1及S2均開通時，能量儲存在輸入濾波電感中，同時輸出整流管處于關(guān)斷態(tài)。當(dāng)開關(guān)管S1及S2中任一個開關(guān)管關(guān)斷時，儲存能量通過原邊繞組傳輸?shù)礁边叀Ｓ捎谧儞Q器的對稱工作，變壓器磁通得以復(fù)位平衡。為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿足Vinmax≤(Np/Ns)VB(1－Dmin) 假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V，則輸出電壓為DC200V時占空比為0.15，輸出電壓為DC475V時占空比為0.5。主開關(guān)管上的電壓應(yīng)力為2VB。當(dāng)輸出電壓為DC400V時，開關(guān)管電壓應(yīng)力是DC800V，這一電壓應(yīng)力相當(dāng)高。而且，由于傳輸電纜和感應(yīng)耦合器的漏感，器件電壓應(yīng)力可能會更高。為了限制器件最大電壓應(yīng)力，可以采用圖5所示的無損吸收電路。但無論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導(dǎo)通電阻較高，導(dǎo)通損耗就會很大。因而，要考慮采用低導(dǎo)通壓降的高壓IGBT。但I(xiàn)GBT器件開關(guān)損耗也限制了開關(guān)頻率的提高。開關(guān)管的平均電流為ISavg=(1/2)ILavg 對于1.5kW功率等級，輸入電流有效值為15A，平均開關(guān)電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開關(guān)器件。盡管這個方案提供了比較簡單的單級功率變換，但也存在一些缺陷，如半導(dǎo)體器件承受的電壓應(yīng)力較高、輸出電壓調(diào)節(jié)性能差，輸出電流紋波大。為了降低器件的開關(guān)損耗，可以采用圖5所示的軟開關(guān)電路。給MOSFET設(shè)計的關(guān)斷延時確保了IGBT的ZVS關(guān)斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔(dān)了輸出濾波電流，其電壓應(yīng)力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時，因關(guān)斷損耗的降低，開關(guān)頻率得以提高。另一個降低器件電壓定額的方案是采用兩級變換結(jié)構(gòu)。前級PFC校正環(huán)節(jié)可以采用帶有軟開關(guān)功能的Boost變換器，允許高頻工作。后級DC/DC功率變換級，可以采用半橋串聯(lián)諧振變換器，提供高頻電流鏈。圖7給出了適用于充電模式1的兩級功率變換電路結(jié)構(gòu)圖。若輸入電網(wǎng)電壓是AC115V，為了降低DC/DC變換器的電流定額，輸出電壓可以提升到DC450V。這樣Boost級功率開關(guān)管可以采用500～600V的MOSFET，半橋變換器的開關(guān)器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半橋工作，感應(yīng)耦合器可以采用1∶2的匝比。若原邊繞組為4匝，則副邊繞組為8匝。Boost開關(guān)管的電流定額是30A，而半橋變換器開關(guān)管的電流定額是20A。